eng
Выпуск #9/2018
Филиппов Иван Федорович, Поморев Андрей Сергеевич, Харитонов Семен Алексеевич, Дученко Николай Владимирович, Ветров Игорь Леонидович, Вертегел Валерий Викторович, Гимпилевич Юрий Борисович
Разработка и исследование SiGe интегральных формирователей квадратурных сигналов L- и S-диапазонов
Разработка и исследование SiGe интегральных формирователей квадратурных сигналов L- и S-диапазонов
Просмотры: 2808
Современную приемопередающую аппаратуру L-, S-, C-диапазонов строят с применением квадратурной обработки сигналов, реализуемой на основе интегральных схем формирователей квадратурных сигналов (ФКС). В работе представлен обзор типов, методов расчета и характеристик интегральных ФКС, широко применяемых при построении сложнофункциональных блоков приемопередающих устройств. Показана возможность улучшения характеристик ФКС, разработанных на основе недорогой SiGe БиКМОП технологии. Представлены результаты разработки и моделирования характеристик принципиальных схем, топологий формирователей квадратурных сигналов на основе LC-, RC-цепей, триггеров диапазона 1–4 ГГц.
УДК 621.3.049.774.3
DOI: 10.22184/1993-8578.2018.82.488.497
УДК 621.3.049.774.3
DOI: 10.22184/1993-8578.2018.82.488.497
Теги: bicmos polyphase filter quadrature signal generator sige бикмоп полифазный фильтр формирователь квадратурных сигналов
ВВЕДЕНИЕ
Рынок беспроводной связи демонстрирует значительные темпы роста за последние десятилетия. Сохраняется тенденция к уменьшению размеров и стоимости используемого для беспроводной связи оборудования. Современную приемопередающую аппаратуру L-, S-, C-диапазонов строят с применением квадратурной модуляции, реализуемой на основе интегральных формирователей квадратурных сигналов [1–3].
Функциональный блок формирователя квадратурных сигналов оказывает значительное влияние на характеристики приемопередатчиков. Точность формирования квадратурных сигналов непосредственно связана с величиной коэффициента подавления зеркального канала (Image Rejection Ratio, IRR). Этот параметр, в свою очередь, определяет чувствительность приемника. Недостаточное подавление зеркального канала вызывает ухудшение модуля вектора ошибки (Error Vector Magnitude, EVM) в приемнике. Это, в свою очередь, приводит к повышению частоты появления ошибочных битов (Bit Error Rate, BER). Немаловажной является задача обеспечения стабильной работы интегральных ФКС в широком диапазоне рабочих частот при сохранении относительной простоты схемотехнических решений, малой площади кристалла.
Традиционно выделяют четыре типа формирователей квадратурных сигналов: RC-CR цепи, RC-полифазные фильтры (ПФФ), RLC-квадратурные фильтры (Quadrature All-pass Filter, QAF) и делители удвоенной частоты гетеродина на основе триггеров. ПФФ строятся на основе каскадирования цепей RC-CR. Однако методы их разработки для кремниевых и кремний-германиевых технологических процессов существенно отличаются. Это позволяет выделить ПФФ в отдельное направление при выборе структуры ФКС. В работе приведены результаты обзора типов, методов расчета и характеристик интегральных ФКС, широко применяемых при построении приемопередающих устройств. Целью настоящей работы является разработка интегральных ФКС диапазона 1–4 ГГц в рамках 180 нм SiGe БиКМОП технологического процесса. Дана оценка возможности применения разработанных ФКС при построении МИС квадратурных модуляторов и демодуляторов L-, S-, C-диапазонов частот.
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ RC-ПОЛИФАЗНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Для разделения фазы сигнала на квадратурные компоненты во многих приложениях (IQ-модуляторы и демодуляторы, генераторы IQ-сигналов, системы подавления зеркального канала, контроль поляризации и др.) применяют интегральные полифазные фильтры [4–6].
Основой ПФФ является RC-CR цепь (рис. 1). Порядок ПФФ определяется числом включенных последовательно звеньев RC-CR.
Схемотехнически RC-CR звено является комбинацией фильтров нижних и верхних частот. Недостатком RC-CR ФКС является узкая полоса рабочих частот.
Подробный обзор типов, методов расчета и характеристик пассивных полифазных фильтров приведен в источниках [7, 8]. Авторами проводится анализ влияния технологического разброса и паразитных параметров элементов на характеристики ПФФ.
Интегральные ФКС обладают рядом достоинств, таких как относительная простота реализации, малая площадь топологии, сравнительно высокая устойчивость характеристик к технологическому разбросу. Однако ПФФ характеризуются большими вносимыми потерями (около 3 дБ на секцию). Для компенсации этих потерь требуется использовать буферные усилители. Более того, термический шум резисторов в звеньях ПФФ оказывает негативное влияние на коэффициент шума (Кш) приемного тракта. Выбор сопротивления резисторов первого звена в соответствии с выходным сопротивлением предыдущего каскада, а сопротивления резисторов последнего звена, близкие к 50 Ом, позволят сохранить приемлемое значение Кш [9].
Пассивный полифазный расщепитель фазы может быть подключен к источнику сигнала двумя способами, которые условно назовем способ «А» и способ «Б». Каждый из них обладает своими достоинствами. Подключение полифазного расщепителя способом «А», показанное на рис. 2а, позволяет добиться низкого значения фазовой ошибки на частотах «полюсов» ωn = 1/RnCn. Подключение полифазного расщепителя способом «Б», показанное на рис. 2б, соответственно, позволяет добиться минимальной амплитудной ошибки.
В работе [10] показано, что для получения подавления зеркального канала порядка 40 дБ в полосе 1,8 — 6 ГГц необходимо минимум 4 звена полифазного фильтра. Пассивные полифазные фильтры высоких порядков вносят большое ослабление.
Существенно меньшим ослаблением сигнала характеризуются активные полифазные фильтры [11–14]. Однако с повышением коэффициента передачи резко снижается стабильность в связи с использованием усилителей. Частотные характеристики активных полифазных фильтров также ограничены введенными в схему усилительными каскадами.
В отдельную категорию можно отнести полифазные фильтры с перестраиваемой рабочей полосой, которые иногда называют активными, хотя они не обеспечивают усиление сигнала. Перестройка полосы осуществляется двумя способами:
• применением транзисторов в качестве управляемых резисторов;
• применением варикапов в качестве управляемых конденсаторов.
В табл. 1 приведены параметры ПФФ, представленных в периодических изданиях и сборниках материалов международных конференций.
Обзор источников [7–13] позволяет выделить ряд особенностей методики проектирования пассивных ПФФ:
• предпочтительнее выбор подключения ПФФ к источнику сигнала способом «А». Коррекцию возникающей амплитудной ошибки предлагается осуществлять усилителями-ограничителями (УО);
• предпочтительным является разделение «полюсов» многозвенных ПФФ;
• оптимальное расстояние между полюсами определяется относительной полосой рабочих частот;
• предпочтительным является соблюдение равенства емкостей в секция ПФФ;
• величина сопротивления резисторов вычисляется исходя из сопротивлений источника сигнала и нагрузки ФКС и должна расти от каскада к каскаду;
• необходимое и достаточное число секций ПФФ определяется требуемой величиной IRR и разбросом технологических параметров элементов ФКС;
• при необходимости увеличить величину подавления зеркального канала корректировку фазовой ошибки ФКС возможно производить дополнительным управляемым фазо¬вращателем.
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ RLC-КВАДРАТУРНЫЕ ФИЛЬТРЫ
В интегральном исполнении, особенно для малосигнальных приложений, находят применение квадратурные фильтры на основе RLC-цепочек [15, 16]. Принципиальная схема RLC-фильтра приведена на рис. 3.
Проектирование квадратурных RLC-фильтров обладает рядом особенностей:
• добротность цепи выбирают равной 1 ( ). При этом коэффициент передачи по напряжению на центральной частоте равен 3 дБ;
• ширина полосы рабочих частот определяется добротностью интегральных катушек индуктивности. Низкодобротные катушки Si КМОП технологий обеспечивают широкую полосу рабочих частот ФКС;
• входное сопротивление следующего за RLC-фильтром каскада оказывает сильное влияние на его характеристики. Высокое входное сопротивление обеспечивает лучшие характеристики.
В случае емкостной нагрузки RLC-квадратурных фильтров возможно осуществлять коррекцию амплитудной и фазовой ошибок при помощи введения в цепь последовательно с катушками индуктивности и конденсаторами корректирующих резисторов одинакового номинала [16].
ЦИФРОВЫЕ КВАДРАТУРНЫЕ РАСЩЕПИТЕЛИ ФАЗЫ
В МИС квадратурных модуляторов и демодуляторов широко применяются цифровые квадратурные расщепители фазы на основе D-триггеров [17–19]. Функциональная схема триггерного ФКС, а также временные диаграммы его работы приведены на рис. 4а и (б) соответственно.
Схема представляет собой комбинацию двух делителей частоты. В табл. 2 приведены параметры триггерных ФКС, представленных в периодических изданиях и сборниках материалов международных конференций.
Следует отметить, что величина фазовой ошибки в [19] получена после коррекции полифазным фильтром первого порядка. Разбаланс фазы без коррекции составляет 3–4 градуса в диапазоне 0,8–5,2 ГГц.
Преимуществом триггерных ФКС является возможность достичь высокого уровня согласования в широком диапазоне частот [10].
На рис. 5 приведена принципиальная схема D-триггера на логике с переключением тока (Current-mode logic latch в зарубежных источниках), разработанного на основе 0,18 мкм SiGe БиКМОП технологического процесса.
В таком триггере протекает постоянный ток. Это обуславливает низкий уровень выбросов тока, которые при большой скорости переключения могут распространяться к другим чувствительным элементам схемы.
Для уменьшения разбаланса амплитуд на выходах ФКС применяются усилители-ограничители. УО также выполняет функцию буферного усилителя, обеспечивает согласование выхода ФКС с последующим каскадом.
Погрешность сдвига фазы в триггерном ФКС зависит от коэффициента заполнения сигнала, который должен быть строго равен 50 %. Любые отклонения от этой величины приводят к фазовому разбалансу на выходе ФКС. Возможно осуществлять коррекцию фазовой ошибки триггерных ФКС при помощи использования УО на входе схемы.
Триггерные схемы чувствительны к качеству топологии. Длины проводников, по которым протекает сигнал гетеродина, должны быть строго равны [10]. Невыполнение данного условия приводит к изменению скважности и, соответственно, появлению фазовой ошибки. Существенным недостатком триггерных схем, ограничивающих возможность их применения, является необходимость использования входного сигнала с удвоенной рабочей частотой.
РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ
На основе библиотеки элементов 0,18 мкм SiGe БиКМОП технологического процесса были разработаны полифазные фильтры 1, 2 и 4 порядков, квадратурный RLC-фильтр, триггерный ФКС. Для оценки возможности применения разработанных ФКС в МИС квадратурных модуляторов и демодуляторов L-, S-, C-диапазонов частот проведено моделирование их характеристик с учетом температурного и технологического разброса.
На рис. 6–7 представлены зависимости относительной амплитудной и фазовой ошибок выходных сигналов ПФФ 1 порядка, ПФФ 2 порядка и RLC-фильтра от частоты.
На рис. 8 представлена зависимость коэффициента подавления зеркального канала при использовании для формирования квадратурных сигналов ПФФ 1 порядка, ПФФ 2 порядка, RLC-фильтра от частоты.
На рис. 9 представлена зависимость коэффициента передачи ПФФ 1 порядка, ПФФ 2 порядка, RLC-фильтра от частоты.
На рис. 10 представлена зависимость возвратных потерь по входу ПФФ 1 порядка, ПФФ 2 порядка, RLC-фильтра от частоты.
На рис. 11–12 представлены зависимости относительной амплитудной и фазовой ошибок выходных сигналов ПФФ 4 порядка, триггерного ФКС от частоты.
На рис. 13 представлена зависимость коэффициента подавления зеркального канала при использовании для формирования квадратурных сигналов ПФФ 4 порядка, триггерного ФКС от частоты.
На рис. 14 представлена зависимость коэффициента передачи ПФФ 4 порядка, триггерного ФКС от частоты.
На рис. 15 представлена зависимость возвратных потерь по входу ПФФ 4 порядка, триггерного ФКС от частоты.
Полученные в результате моделирования параметры интегральных ФКС представлены в табл. 3.
Наилучшими характеристиками среди разработанных ФКС обладает цифровой расщепитель фазы. Его параметры также показали лучшую устойчивость к температурному и технологическому разбросу. Перспективным для применения в МИС СВЧ квадратурных модуляторов и демодуляторов является ПФФ 4 порядка. Целесообразным является применение корректирующего управляемого фазовращателя для повышения величины коэффициента подавления зеркального канала до значений, сопоставимых с аналогичным параметром триггерного ФКС.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В работе представлен обзор типов, методов и особенностей проектирования СВЧ интегральных ФКС, широко применяемых при построении МИС приемопередающих модулей. Представлены результаты разработки и моделирования параметров формирователей квадратурных сигналов диапазона 1–4 ГГц на основе SiGe БиКМОП технологии. Выполнен сравнительный анализ их характеристик с характеристиками ближайших известных прототипов. Показана возможность коррекции параметров, разработанных ФКС.
Авторы считают, что в данной работе новыми являются следующие положения и результаты: удалось по ряду технических характеристик превзойти известные ближайшие прототипы СВЧ интегральных ФКС, разработанные ранее в рамках кремниевых технологических процессов.
ЛИТЕРАТУРА
1. Hampel S. 9-GHz Wideband CMOS RX and TX Front-Ends for Universal Radio Applications / Sven Karsten Hampel, Oliver Schmitz, Marc Tiebout, Koen Mertens, and Ilona Rolfes // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. — 2012, pp. 1105–1116.
2. Haddad F. On the Investigation of Built-in Tuning of RF Receivers Using On-chip Polyphase Filters / Haddad F., Rahajandraibe W., Aziza H., Castellani-Coulié K., Portal J-M. // IEEE 31st VLSI Test Symposium (VTS). — 2013, pp. 1–6.
3. Kageyama C. 0.8–5.2GHz Band SiGe-MMIC Q-MIX for a Multi-Band Multi-Mode Direct Convertion Receiver / Chiemi Kageyama, Kensuke Nakajima, Kouji Tsutsumi, Eiji Taniguchi, Mitsuhiro Shimozawa, Noriharu Suematsu // IEEE Radio and Wireless Conference. — 2004, pp. 211–214.
4. Guo Y. Analysis and Design of a 400MHz-6GHz Quadrature Demodulator with High Linearity / Yadi Guo, Jun Fu, Baoyong Chi, Yudong Wang, Jie Cui // 2016 5th International Symposium on Next-Generation Electronics (ISNE). — 2016, pp. 1–2.
5. Haddad F. Design of Radio Frequency Passive Polyphase Filter for 2.4GHz Wireless Communication Applications / F. Haddad, W. Rahajandraibe, L. Zaid, O. Frioui and R. Bouchakour // Wireless and Microwave Technology Conference, WAMICON ʼ09. IEEE 10th Annual. — 2009, pp. 1–4.
6. Otaka S. A Low Local Input 1.9GHz Si-Bipolar Quadrature Modulator With No Adjustment / Shoji Otaka, Takafumi Yamaji, Ryuichi Fujimoto, Chikau Takahashi, and Hiroshi Tanimoto // IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, Vol. 31, 1996, pp. 30–37.
7. Kaukovuori J. Analysis and Design of Passive Polyphase Filters / J. Kaukovuori, K. Stadius, J. Ryynanen, K. A I. Halonen // IEEE Transactions on Circuits and Systems—I: Regular Papers. — Vol. 55, № 10. — November 2008, pp. 3023–3037.
8. Behbahani F. CMOS Mixers and Polyphase Filters for Large Image Rejection / F. Behbahani, Y. Kishigami, J. Leete, Asad A. Abidi // IEEE Journal of Solid-State Circuits. — Vol. 36, № 6. — June 2001, pp. 873–887.
9. Vancorenl P. A Wideband IMRR Improving Quadrature Mixer/LO Generator / P. Vancorenl, M. Steyaert // Proceedings of the European Solid-State Circuits Conference (ESSIRC”2001). — 2001, pp. 360–363.
10. Zhang Y. Wireless Transmitter IQ Balance and Sideband Suppression / Yi Zhang // Wireless Technologies. — 2011, Vol. 1, pp. 60–63.
11. Kaltiokallio M. Active Polyphase Filter Analysis / Mikko Kaltiokallio, Jussi Ryynänen // Proceedings of 2010 IEEE International Symposium on Circuits and Systems. — 2010, pp. 1125–1128.
12. Mikko Kaltiokallio. A 1 to 5GHz Adjustable Active Polyphase Filter for LO Quadrature Generation / Mikko Kaltiokallio and Jussi Ryynänen // IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium. — 2011.
13. Notten M. A 5th Order 14 mWatt Active Polyphase Filter for Analog and Digital TV on Mobile Applications / Marc Notten, Hans Brekelmans Philips Research // 2006 Proceedings of the 32nd European Solid-State Circuits Conference. — 2006, pp. 211–214.
14. Chung-Yun Chou. The Design of Wideband and Low-Power CMOS Active Polyphase Filter and Its Application in RF Double-Quadrature Receivers / Chung-Yun Chou, Chung-Yu Wu // IEEE Transactions on Circuits and Systems—I: regular papers, Vol. 52, № 5. — 2005, pp. 825–833.
15. Vertegel V. V. X-band Active Vector Phase Shifter MMIC Design / V. V. Vertegel, Y. B. Gimpilevich, D. V. Lyalyuk, I. F. Filippov // Nanoindustry, International Forum “Microelectronics-2016” 2nd Scientific Conference “Integrated Circuits and Microelectronic Modules”: Special issue. — Vol. 74. — May 2007, pp. 458–463.
16. Sang Young Kim. An Improved Wideband All-Pass I/Q Network for Millimeter-Wave Phase Shifters / Sang Young Kim, Dong-Woo Kang, Kwang-Jin Koh, Gabriel M. Rebeiz // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. — Vol. 60, № 11. — November 2012. — p. 3431 —3439.
17. Iverson E. A 0.05–26GHz Direct Conversion I/Q Modulator MMIC / Eric W. Iverson, Milton Feng // 2014 IEEE Compound Semiconductor Integrated Circuit Symposium (CSICS). — 2014, pp. 1–4.
18. Poobuapheun N. A 1.5V 0.7–2.5GHz CMOS Quadrature Demodulator for Multi-band Direct-Conversion Receivers / Nuntachai Poobuapheun, Wei-Hung Chen, Zdravko Boos, and Ali M. Niknejad // 2005 Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings. — 2005, pp. 1669–1677.
19. Suematsu N. 0.8–5.2GHz Band SiGe-MMIC Q-MOD for Multi-Band Multi-Mode Direct Conversion Transmitters / Yadi Guo, Jun Fu, Baoyong Chi, Yudong Wang, Jie Cui // Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings. — 2005. — p. 4.
Рынок беспроводной связи демонстрирует значительные темпы роста за последние десятилетия. Сохраняется тенденция к уменьшению размеров и стоимости используемого для беспроводной связи оборудования. Современную приемопередающую аппаратуру L-, S-, C-диапазонов строят с применением квадратурной модуляции, реализуемой на основе интегральных формирователей квадратурных сигналов [1–3].
Функциональный блок формирователя квадратурных сигналов оказывает значительное влияние на характеристики приемопередатчиков. Точность формирования квадратурных сигналов непосредственно связана с величиной коэффициента подавления зеркального канала (Image Rejection Ratio, IRR). Этот параметр, в свою очередь, определяет чувствительность приемника. Недостаточное подавление зеркального канала вызывает ухудшение модуля вектора ошибки (Error Vector Magnitude, EVM) в приемнике. Это, в свою очередь, приводит к повышению частоты появления ошибочных битов (Bit Error Rate, BER). Немаловажной является задача обеспечения стабильной работы интегральных ФКС в широком диапазоне рабочих частот при сохранении относительной простоты схемотехнических решений, малой площади кристалла.
Традиционно выделяют четыре типа формирователей квадратурных сигналов: RC-CR цепи, RC-полифазные фильтры (ПФФ), RLC-квадратурные фильтры (Quadrature All-pass Filter, QAF) и делители удвоенной частоты гетеродина на основе триггеров. ПФФ строятся на основе каскадирования цепей RC-CR. Однако методы их разработки для кремниевых и кремний-германиевых технологических процессов существенно отличаются. Это позволяет выделить ПФФ в отдельное направление при выборе структуры ФКС. В работе приведены результаты обзора типов, методов расчета и характеристик интегральных ФКС, широко применяемых при построении приемопередающих устройств. Целью настоящей работы является разработка интегральных ФКС диапазона 1–4 ГГц в рамках 180 нм SiGe БиКМОП технологического процесса. Дана оценка возможности применения разработанных ФКС при построении МИС квадратурных модуляторов и демодуляторов L-, S-, C-диапазонов частот.
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ RC-ПОЛИФАЗНЫЕ ФИЛЬТРЫ
Для разделения фазы сигнала на квадратурные компоненты во многих приложениях (IQ-модуляторы и демодуляторы, генераторы IQ-сигналов, системы подавления зеркального канала, контроль поляризации и др.) применяют интегральные полифазные фильтры [4–6].
Основой ПФФ является RC-CR цепь (рис. 1). Порядок ПФФ определяется числом включенных последовательно звеньев RC-CR.
Схемотехнически RC-CR звено является комбинацией фильтров нижних и верхних частот. Недостатком RC-CR ФКС является узкая полоса рабочих частот.
Подробный обзор типов, методов расчета и характеристик пассивных полифазных фильтров приведен в источниках [7, 8]. Авторами проводится анализ влияния технологического разброса и паразитных параметров элементов на характеристики ПФФ.
Интегральные ФКС обладают рядом достоинств, таких как относительная простота реализации, малая площадь топологии, сравнительно высокая устойчивость характеристик к технологическому разбросу. Однако ПФФ характеризуются большими вносимыми потерями (около 3 дБ на секцию). Для компенсации этих потерь требуется использовать буферные усилители. Более того, термический шум резисторов в звеньях ПФФ оказывает негативное влияние на коэффициент шума (Кш) приемного тракта. Выбор сопротивления резисторов первого звена в соответствии с выходным сопротивлением предыдущего каскада, а сопротивления резисторов последнего звена, близкие к 50 Ом, позволят сохранить приемлемое значение Кш [9].
Пассивный полифазный расщепитель фазы может быть подключен к источнику сигнала двумя способами, которые условно назовем способ «А» и способ «Б». Каждый из них обладает своими достоинствами. Подключение полифазного расщепителя способом «А», показанное на рис. 2а, позволяет добиться низкого значения фазовой ошибки на частотах «полюсов» ωn = 1/RnCn. Подключение полифазного расщепителя способом «Б», показанное на рис. 2б, соответственно, позволяет добиться минимальной амплитудной ошибки.
В работе [10] показано, что для получения подавления зеркального канала порядка 40 дБ в полосе 1,8 — 6 ГГц необходимо минимум 4 звена полифазного фильтра. Пассивные полифазные фильтры высоких порядков вносят большое ослабление.
Существенно меньшим ослаблением сигнала характеризуются активные полифазные фильтры [11–14]. Однако с повышением коэффициента передачи резко снижается стабильность в связи с использованием усилителей. Частотные характеристики активных полифазных фильтров также ограничены введенными в схему усилительными каскадами.
В отдельную категорию можно отнести полифазные фильтры с перестраиваемой рабочей полосой, которые иногда называют активными, хотя они не обеспечивают усиление сигнала. Перестройка полосы осуществляется двумя способами:
• применением транзисторов в качестве управляемых резисторов;
• применением варикапов в качестве управляемых конденсаторов.
В табл. 1 приведены параметры ПФФ, представленных в периодических изданиях и сборниках материалов международных конференций.
Обзор источников [7–13] позволяет выделить ряд особенностей методики проектирования пассивных ПФФ:
• предпочтительнее выбор подключения ПФФ к источнику сигнала способом «А». Коррекцию возникающей амплитудной ошибки предлагается осуществлять усилителями-ограничителями (УО);
• предпочтительным является разделение «полюсов» многозвенных ПФФ;
• оптимальное расстояние между полюсами определяется относительной полосой рабочих частот;
• предпочтительным является соблюдение равенства емкостей в секция ПФФ;
• величина сопротивления резисторов вычисляется исходя из сопротивлений источника сигнала и нагрузки ФКС и должна расти от каскада к каскаду;
• необходимое и достаточное число секций ПФФ определяется требуемой величиной IRR и разбросом технологических параметров элементов ФКС;
• при необходимости увеличить величину подавления зеркального канала корректировку фазовой ошибки ФКС возможно производить дополнительным управляемым фазо¬вращателем.
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ RLC-КВАДРАТУРНЫЕ ФИЛЬТРЫ
В интегральном исполнении, особенно для малосигнальных приложений, находят применение квадратурные фильтры на основе RLC-цепочек [15, 16]. Принципиальная схема RLC-фильтра приведена на рис. 3.
Проектирование квадратурных RLC-фильтров обладает рядом особенностей:
• добротность цепи выбирают равной 1 ( ). При этом коэффициент передачи по напряжению на центральной частоте равен 3 дБ;
• ширина полосы рабочих частот определяется добротностью интегральных катушек индуктивности. Низкодобротные катушки Si КМОП технологий обеспечивают широкую полосу рабочих частот ФКС;
• входное сопротивление следующего за RLC-фильтром каскада оказывает сильное влияние на его характеристики. Высокое входное сопротивление обеспечивает лучшие характеристики.
В случае емкостной нагрузки RLC-квадратурных фильтров возможно осуществлять коррекцию амплитудной и фазовой ошибок при помощи введения в цепь последовательно с катушками индуктивности и конденсаторами корректирующих резисторов одинакового номинала [16].
ЦИФРОВЫЕ КВАДРАТУРНЫЕ РАСЩЕПИТЕЛИ ФАЗЫ
В МИС квадратурных модуляторов и демодуляторов широко применяются цифровые квадратурные расщепители фазы на основе D-триггеров [17–19]. Функциональная схема триггерного ФКС, а также временные диаграммы его работы приведены на рис. 4а и (б) соответственно.
Схема представляет собой комбинацию двух делителей частоты. В табл. 2 приведены параметры триггерных ФКС, представленных в периодических изданиях и сборниках материалов международных конференций.
Следует отметить, что величина фазовой ошибки в [19] получена после коррекции полифазным фильтром первого порядка. Разбаланс фазы без коррекции составляет 3–4 градуса в диапазоне 0,8–5,2 ГГц.
Преимуществом триггерных ФКС является возможность достичь высокого уровня согласования в широком диапазоне частот [10].
На рис. 5 приведена принципиальная схема D-триггера на логике с переключением тока (Current-mode logic latch в зарубежных источниках), разработанного на основе 0,18 мкм SiGe БиКМОП технологического процесса.
В таком триггере протекает постоянный ток. Это обуславливает низкий уровень выбросов тока, которые при большой скорости переключения могут распространяться к другим чувствительным элементам схемы.
Для уменьшения разбаланса амплитуд на выходах ФКС применяются усилители-ограничители. УО также выполняет функцию буферного усилителя, обеспечивает согласование выхода ФКС с последующим каскадом.
Погрешность сдвига фазы в триггерном ФКС зависит от коэффициента заполнения сигнала, который должен быть строго равен 50 %. Любые отклонения от этой величины приводят к фазовому разбалансу на выходе ФКС. Возможно осуществлять коррекцию фазовой ошибки триггерных ФКС при помощи использования УО на входе схемы.
Триггерные схемы чувствительны к качеству топологии. Длины проводников, по которым протекает сигнал гетеродина, должны быть строго равны [10]. Невыполнение данного условия приводит к изменению скважности и, соответственно, появлению фазовой ошибки. Существенным недостатком триггерных схем, ограничивающих возможность их применения, является необходимость использования входного сигнала с удвоенной рабочей частотой.
РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ
На основе библиотеки элементов 0,18 мкм SiGe БиКМОП технологического процесса были разработаны полифазные фильтры 1, 2 и 4 порядков, квадратурный RLC-фильтр, триггерный ФКС. Для оценки возможности применения разработанных ФКС в МИС квадратурных модуляторов и демодуляторов L-, S-, C-диапазонов частот проведено моделирование их характеристик с учетом температурного и технологического разброса.
На рис. 6–7 представлены зависимости относительной амплитудной и фазовой ошибок выходных сигналов ПФФ 1 порядка, ПФФ 2 порядка и RLC-фильтра от частоты.
На рис. 8 представлена зависимость коэффициента подавления зеркального канала при использовании для формирования квадратурных сигналов ПФФ 1 порядка, ПФФ 2 порядка, RLC-фильтра от частоты.
На рис. 9 представлена зависимость коэффициента передачи ПФФ 1 порядка, ПФФ 2 порядка, RLC-фильтра от частоты.
На рис. 10 представлена зависимость возвратных потерь по входу ПФФ 1 порядка, ПФФ 2 порядка, RLC-фильтра от частоты.
На рис. 11–12 представлены зависимости относительной амплитудной и фазовой ошибок выходных сигналов ПФФ 4 порядка, триггерного ФКС от частоты.
На рис. 13 представлена зависимость коэффициента подавления зеркального канала при использовании для формирования квадратурных сигналов ПФФ 4 порядка, триггерного ФКС от частоты.
На рис. 14 представлена зависимость коэффициента передачи ПФФ 4 порядка, триггерного ФКС от частоты.
На рис. 15 представлена зависимость возвратных потерь по входу ПФФ 4 порядка, триггерного ФКС от частоты.
Полученные в результате моделирования параметры интегральных ФКС представлены в табл. 3.
Наилучшими характеристиками среди разработанных ФКС обладает цифровой расщепитель фазы. Его параметры также показали лучшую устойчивость к температурному и технологическому разбросу. Перспективным для применения в МИС СВЧ квадратурных модуляторов и демодуляторов является ПФФ 4 порядка. Целесообразным является применение корректирующего управляемого фазовращателя для повышения величины коэффициента подавления зеркального канала до значений, сопоставимых с аналогичным параметром триггерного ФКС.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В работе представлен обзор типов, методов и особенностей проектирования СВЧ интегральных ФКС, широко применяемых при построении МИС приемопередающих модулей. Представлены результаты разработки и моделирования параметров формирователей квадратурных сигналов диапазона 1–4 ГГц на основе SiGe БиКМОП технологии. Выполнен сравнительный анализ их характеристик с характеристиками ближайших известных прототипов. Показана возможность коррекции параметров, разработанных ФКС.
Авторы считают, что в данной работе новыми являются следующие положения и результаты: удалось по ряду технических характеристик превзойти известные ближайшие прототипы СВЧ интегральных ФКС, разработанные ранее в рамках кремниевых технологических процессов.
ЛИТЕРАТУРА
1. Hampel S. 9-GHz Wideband CMOS RX and TX Front-Ends for Universal Radio Applications / Sven Karsten Hampel, Oliver Schmitz, Marc Tiebout, Koen Mertens, and Ilona Rolfes // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. — 2012, pp. 1105–1116.
2. Haddad F. On the Investigation of Built-in Tuning of RF Receivers Using On-chip Polyphase Filters / Haddad F., Rahajandraibe W., Aziza H., Castellani-Coulié K., Portal J-M. // IEEE 31st VLSI Test Symposium (VTS). — 2013, pp. 1–6.
3. Kageyama C. 0.8–5.2GHz Band SiGe-MMIC Q-MIX for a Multi-Band Multi-Mode Direct Convertion Receiver / Chiemi Kageyama, Kensuke Nakajima, Kouji Tsutsumi, Eiji Taniguchi, Mitsuhiro Shimozawa, Noriharu Suematsu // IEEE Radio and Wireless Conference. — 2004, pp. 211–214.
4. Guo Y. Analysis and Design of a 400MHz-6GHz Quadrature Demodulator with High Linearity / Yadi Guo, Jun Fu, Baoyong Chi, Yudong Wang, Jie Cui // 2016 5th International Symposium on Next-Generation Electronics (ISNE). — 2016, pp. 1–2.
5. Haddad F. Design of Radio Frequency Passive Polyphase Filter for 2.4GHz Wireless Communication Applications / F. Haddad, W. Rahajandraibe, L. Zaid, O. Frioui and R. Bouchakour // Wireless and Microwave Technology Conference, WAMICON ʼ09. IEEE 10th Annual. — 2009, pp. 1–4.
6. Otaka S. A Low Local Input 1.9GHz Si-Bipolar Quadrature Modulator With No Adjustment / Shoji Otaka, Takafumi Yamaji, Ryuichi Fujimoto, Chikau Takahashi, and Hiroshi Tanimoto // IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, Vol. 31, 1996, pp. 30–37.
7. Kaukovuori J. Analysis and Design of Passive Polyphase Filters / J. Kaukovuori, K. Stadius, J. Ryynanen, K. A I. Halonen // IEEE Transactions on Circuits and Systems—I: Regular Papers. — Vol. 55, № 10. — November 2008, pp. 3023–3037.
8. Behbahani F. CMOS Mixers and Polyphase Filters for Large Image Rejection / F. Behbahani, Y. Kishigami, J. Leete, Asad A. Abidi // IEEE Journal of Solid-State Circuits. — Vol. 36, № 6. — June 2001, pp. 873–887.
9. Vancorenl P. A Wideband IMRR Improving Quadrature Mixer/LO Generator / P. Vancorenl, M. Steyaert // Proceedings of the European Solid-State Circuits Conference (ESSIRC”2001). — 2001, pp. 360–363.
10. Zhang Y. Wireless Transmitter IQ Balance and Sideband Suppression / Yi Zhang // Wireless Technologies. — 2011, Vol. 1, pp. 60–63.
11. Kaltiokallio M. Active Polyphase Filter Analysis / Mikko Kaltiokallio, Jussi Ryynänen // Proceedings of 2010 IEEE International Symposium on Circuits and Systems. — 2010, pp. 1125–1128.
12. Mikko Kaltiokallio. A 1 to 5GHz Adjustable Active Polyphase Filter for LO Quadrature Generation / Mikko Kaltiokallio and Jussi Ryynänen // IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium. — 2011.
13. Notten M. A 5th Order 14 mWatt Active Polyphase Filter for Analog and Digital TV on Mobile Applications / Marc Notten, Hans Brekelmans Philips Research // 2006 Proceedings of the 32nd European Solid-State Circuits Conference. — 2006, pp. 211–214.
14. Chung-Yun Chou. The Design of Wideband and Low-Power CMOS Active Polyphase Filter and Its Application in RF Double-Quadrature Receivers / Chung-Yun Chou, Chung-Yu Wu // IEEE Transactions on Circuits and Systems—I: regular papers, Vol. 52, № 5. — 2005, pp. 825–833.
15. Vertegel V. V. X-band Active Vector Phase Shifter MMIC Design / V. V. Vertegel, Y. B. Gimpilevich, D. V. Lyalyuk, I. F. Filippov // Nanoindustry, International Forum “Microelectronics-2016” 2nd Scientific Conference “Integrated Circuits and Microelectronic Modules”: Special issue. — Vol. 74. — May 2007, pp. 458–463.
16. Sang Young Kim. An Improved Wideband All-Pass I/Q Network for Millimeter-Wave Phase Shifters / Sang Young Kim, Dong-Woo Kang, Kwang-Jin Koh, Gabriel M. Rebeiz // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. — Vol. 60, № 11. — November 2012. — p. 3431 —3439.
17. Iverson E. A 0.05–26GHz Direct Conversion I/Q Modulator MMIC / Eric W. Iverson, Milton Feng // 2014 IEEE Compound Semiconductor Integrated Circuit Symposium (CSICS). — 2014, pp. 1–4.
18. Poobuapheun N. A 1.5V 0.7–2.5GHz CMOS Quadrature Demodulator for Multi-band Direct-Conversion Receivers / Nuntachai Poobuapheun, Wei-Hung Chen, Zdravko Boos, and Ali M. Niknejad // 2005 Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings. — 2005, pp. 1669–1677.
19. Suematsu N. 0.8–5.2GHz Band SiGe-MMIC Q-MOD for Multi-Band Multi-Mode Direct Conversion Transmitters / Yadi Guo, Jun Fu, Baoyong Chi, Yudong Wang, Jie Cui // Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings. — 2005. — p. 4.
Отзывы читателей
